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精密ADC用滤波器设计的实际挑战和考虑2022-01-10 00:55

本文摘要:设备模数转换器应用于设备仪表和测量、电力线继电保护、过程控制、电机控制等普遍用途。目前,SAR型ADC的分辨率平均在18位以上,采样率为数MSPS。 -型ADC的分辨率从24位超过32位,采样率为数百kSPS。由于充分利用高性能ADC并不允许其能力,用户为了减少信号链路噪声(例如,构建滤波器)面临的困难还更多。本文讨论了在ADC信号链中建立仿真和数字滤波器以达到最佳性能的相关设计课题和考虑因素。如图1右图所示,数据采集信号链可以用于模拟和数字滤波技术,或者两者的融合。

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设备模数转换器应用于设备仪表和测量、电力线继电保护、过程控制、电机控制等普遍用途。目前,SAR型ADC的分辨率平均在18位以上,采样率为数MSPS。

-型ADC的分辨率从24位超过32位,采样率为数百kSPS。由于充分利用高性能ADC并不允许其能力,用户为了减少信号链路噪声(例如,构建滤波器)面临的困难还更多。本文讨论了在ADC信号链中建立仿真和数字滤波器以达到最佳性能的相关设计课题和考虑因素。如图1右图所示,数据采集信号链可以用于模拟和数字滤波技术,或者两者的融合。

设备SAR型和型ADC一般在第一奈奎斯特区域展开采样,因此本论文重点讨论低通滤波器。本文的目的不是讨论低通滤波器的明确设计技术而是讨论在ADC电路中的应用。

图1 .一般的数据收集信号链理想滤波器和实际的滤波器理想低通滤波器必须具备非常陡峭的通带,其通带不能具备卓越的增益缓和。如图2中砖墙的虚线右图。另外,阻带的变动不应该使衰减波段外信号减少到0。一些常用的实际滤波器的呼吁如图2的彩色线条右图所示。

如果通带增益不缓和或有波纹,这种呼吁可能会影响基频信号。阻带的波动不是无限的,不允许检查带外噪声。迁移带也可能没有缓慢的滚降,可能会对截止频率周围的噪声脉动产生不良影响。

另外,所有不理想的滤波器都引入振幅延迟和群延迟。图2 .理想滤波器和实际滤波器的振幅呼吁比较模拟滤波器和数字滤波器模拟低通滤波器在ADC切换前避免信号路径中的高频噪声和阻碍,有助于防止混叠噪声污染信号。另外,能够避免滤波器比特率以外的过驱动信号的影响,防止调制器的饱和状态。再次发生输出过电压时,模拟滤波器也可以允许输出电流、脉动输出电压。

因此,可以维持ADC输出电路。转换为类似全尺度信号的噪声尖峰可以使ADC的模拟调制器处于饱和状态,需要用模拟滤波器使其变动。由于数字滤波器再次发生在切换后,因此可以去除切换中流动的噪声。

在实际应用中,采样率远远高于奈奎斯特理论认为的两倍的基频信号频率。因此,后数字滤波器将更高的信噪比和更高分辨率的滤波技术应用于信号比特率以外的输出噪声、电源噪声、基准源噪声、数字模块馈通噪声、ADC芯片热噪声或分析噪声等表1 .模拟滤波器和数字滤波器模拟滤波器考虑到抗锯齿滤波器位于ADC之前,因此这些滤波器必须是模拟滤波器的理想抗锯齿滤波器在通带内具有单位增益根据体系结构,ADC不会具有不同的输入电阻,不会影响输出滤波器的设计。以下考虑ADC模拟输出滤波器的设计。AlanWalsh在AnalogDialogue杂志的文章《设备SAR型模数转换器的前端、放大器和RC滤波器设计》中,如图3右图所示,允许RC抗锯齿滤波器。

求出的RC滤波器是低通滤波器,累积比特率为3.11MHz。但是,有些设计者可能意识到,3.11MHz远远大于100kHz的输出信号频率,因此无法有效地降低带外噪声。为了构建更高的动态范围,取而代之的是590的电阻,可以得到100kHz的-3dB比特率。

这个方法主要有两个问题。因为通带有更多的波动,所以在AD7980ADC的例子中,100kHz附近的振幅波动最低也是平均30%,所以信号链路精度不会大幅降低。比特率越小,创建时间越长,AD7980的内部采样保持容量在注册的收集时间内无法完成电池,因此无法继续进行下次有效的切换。

这降低了ADC的切换精度。设计者应该保证ADC以前的RC滤波器几乎可以在目标收集时间内创建。

这对于必须减小输出电流的设备和必须减小等效输入阻抗的设备ADC来说,在发生异常方面是最重要的。有些-型ADC在无缓冲输出模式下输出RC值的拒绝最低。一般来说,在具有小输入阻抗的输出放大器之前,可以放置具有小电阻和电容的超窄低通滤波器。或者可以自由选择具有极高输入阻抗的ADC,例如ADAS3022的输入阻抗为500M。

如果使用图3.16位1MSPSADCAD7980的RC滤波器1 .多采样信号链的滤波器创建时间在下行信道之间被转换,则多输出信号一般包括很小的步骤。优选地,一个地下通道处于胜满刻度,下一个地下通道处于满刻度(温图4 )。在这种情况下,当多路复用器切换地下通道时,输出步长的大小是ADC的全比例。这些地下通道可以在多路复用器之后用于单通道滤波器,因此设计非常简单,成本低。

如上所述,模拟滤波器一定会引入制作时间。每当多路复用器在地下信道之间切换时,该单通道滤波器需要电池直到所选择的地下信道的值,因此不允许陡峭的速率。为了提高陡峭的速率,也可以在多路复用器之前为每个地下通道添加过滤器,但不会增加成本。图4 .多路输出信号链2 .通频带缓和、通频带允许和噪声关系遇到低噪声的应用,特别是类似的第一奈奎斯特区域边缘再次发生高故障的应用,必须滚降擅长的滤波器。

但是,从实际的模拟低通滤波器到低频到高频,宽度没有下降,有转移带。通过减少滤波器的级数和次数,可以提高频带内信号的缓和,缩小通带。但是,这些滤波器的设计相对于增益非常脆弱,无法构建几个阶段的波动幅度,因此很简单。另外,如果用信号链减少电阻和放大器等元件,则会引入频带内噪声。

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图5 .不同阶数的理想巴特兹滤波器过渡带对于一些明确的应用,模拟滤波器设计的复杂性和性能必须展开权衡。例如,在使用AD7606的电力线继电器的维护应用中,对于50Hz/60Hz基本频率输出信号和与其关联的最初的5次高次谐波,维护地下通道的精度不比测量地下通道的精度高。维持地下通道可以用于一次RC滤波器,测量地下通道可以用于二次RC滤波器,可以得到更好频带内的缓和和更急剧的落下过渡性。

3 .实时采样的振幅延迟和预定的误差滤波器设计在一定程度上有关,用户可能还必须考虑模拟滤波器的时域特性和振幅呼吁。在一些动态应用中,振幅延迟可能是最重要的。如果振幅根据输出频率而变化,振幅变动会更差。滤波器的振幅变化一般由群延迟决定。

对于十分钟数组的延迟,信号不会在时间上扩散,脉冲响应会变差。关于多通道实时采样的应用,例如电机控制和电力线监视中的相电流测量,也不应该考虑振幅延迟的规定误差。保证滤波器在多个地下信道发生的多馀的振幅延迟规定误差可以忽略,也可以在动作温度范围的信号链路误差支出范围内。4 .对应用低噪声和低噪声的元件进行自由选择的挑战因为应用低谐波噪声和低噪声,所以用户为了信号链设计必须自由选择符合拒绝的元件。

模拟电子部件几乎不是直线的,不会引起谐波噪声。沃尔什的文章讨论了自由选择低噪声放大器的方法和计算放大器噪声的方法。放大器等有源元件需要低THD N,同时还需要考虑通常的电阻和电容器等无源元件的噪声和噪声。

电阻的非线性有电压系数和功率系数两种来源。由于明确的应用,可能必须将高性能信号链用于用薄膜和金属电阻等特定技术制造的电阻。如果自由选择错误,输出滤波器容量可能会显着干扰。

如果允许成本支出,聚苯乙烯和NP0/C0G陶瓷电容器是最佳元件,可以提高THD。除了放大器噪声,电阻和电容器也没有电子噪声。

后者是由处于平衡状态的导电体内部的电负载子的热干扰产生的。RC电路的热噪声有非常简单的表现形式,电阻r是拒绝过滤所必需的,同时R越高适当的热噪声也越大。

RC电路的噪声比特率为1/(4RC )。除了放大器噪声,电阻和电容器也没有电子噪声。后者是由处于平衡状态的导电体内部的电负载子的热干扰产生的。

RC电路的热噪声有非常简单的表现形式,电阻r是拒绝过滤所必需的,同时R越高适当的热噪声也越大。RC电路的噪声比特率为1/(4RC )。kB (玻尔兹曼常数)=1.3806510-23m2kgs-2K-1T温度(K)f表示砖墙过滤器的近似比特率图6表示在EVAL-AD7960FMCZ评价板中,NP0容量和X7R容量对THD性能的影响(a)06031nFNP0电容(b)06031nFX7R电容图在理解EVAL-AD7960FMCZ评价板上P0和X7R电容对THD的影响之前的设计的基础上,ADI公司的模拟滤波器。

无需根据拒绝应用计算电容器和电阻值,即可自由选择合适的放大器。数字滤波器考虑到SAR型和型ADC急剧构建了更高的采样率和输出比特率。以两倍的奈奎斯特速率对一个信号进行过采样,使ADC分析噪声能量不均匀分布在两倍的频带。这样,设计数字滤波器允许数字信号的频带,通过提取,容易得到期望的最终采样率。

该技术可以减少带内分析误差,提高ADCSNR。另外,可以限制过滤器的滚降,降低抗锯齿过滤器的压力。

过采样减少了滤波器的拒绝,但需要更高的采样率ADC和更慢的数字处理。1 .通过ADC的过采样率得到的实际SNR提高过采样提取滤波器得到的SNR提高是通过SNR=6.02n 1.76db 10log10[osr],osr=求出的。注:此公式仅限于不存在分析噪声的理想ADC。

图7 .奈奎斯特转换器的过采样还有很多其他因素,不在ADC切换代码中引入噪声。例如,是信号源和信号链器件的噪声、芯片热噪声、散粒噪声、电源噪声、基准电压噪声、数字馈通噪声、采样时钟的抖动引起的振幅噪声。这种噪声可能均匀分布在信号频带中,并作为闪烁噪声出现。因此,实际构建的ADCSNR的提高幅度通常比用公式计算的值高。

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